Kako dizajnirati Flyback Converter - sveobuhvatan vodič

Konfiguracija povratnog prijenosa preferirana je topologija u dizajnu aplikacija SMPS, uglavnom zato što jamči potpunu izolaciju izlaznog istosmjernog napona od ulazne mrežne izmjenične struje. Ostale značajke uključuju niske proizvodne troškove, jednostavniji dizajn i jednostavnu provedbu. DCM verzija pretvarača s niskom strujom koja uključuje izlazne specifikacije niže od 50 vata šire se koristi od većih kolega s jakom strujom.

Naučimo detalje uz sveobuhvatno objašnjenje kroz sljedeće odlomke:

Sveobuhvatan vodič za dizajn za mrežni pretvarač DCM fiksne frekvencije povratne veze

Načini povratnog leta: DCM i CCM

Ispod vidimo temeljni shematski dizajn povratnog pretvarača. Glavni dijelovi ovog dizajna su transformator, sklopna snaga MOSFET Q1 na primarnoj strani, mostovni ispravljač na sekundarnoj strani D1, a kondenzator filtra za zaglađivanje izlaz iz D1 i stupanj PWM regulatora koji može biti IC upravljani krug.

Ova vrsta povratnog dizajna može imati CCM (kontinuirani način provođenja) ili DCM (način prekida provođenja) na temelju načina na koji je konfigurirana snaga MOSFET T1.

U osnovi, u DCM načinu rada imamo cijelu električnu energiju pohranjenu u primarnom transformatoru prebačenu preko sekundarne strane svaki put kada se MOSFET ISKLJUČI tijekom njegovih ciklusa prebacivanja (koji se naziva i povratnim razdobljem), što dovodi do toga da primarna bočna struja doseže nulti potencijal prije nego što se T1 ponovo uspije uključiti u svom sljedećem ciklusu uključivanja.

U CCM načinu rada, električna energija pohranjena u primarnom ne dobiva priliku da se u potpunosti prenese ili inducira preko sekundarnog.

To je zato što se svaki sljedeći komutacijski impuls iz PWM regulatora UKLJUČI T1 prije nego što transformator prenese svoju punu pohranjenu energiju na opterećenje. To podrazumijeva da povratna struja (ILPK i ISEC) nikada ne smije doseći nulti potencijal tijekom svakog od preklopnih ciklusa.

Razlici između dva načina rada možemo svjedočiti na sljedećem dijagramu kroz trenutne uzorke valnih oblika na primarnom i sekundarnom dijelu transformatora.

I DCM i CCM načini imaju svoje specifične prednosti, koje se mogu naučiti iz sljedeće tablice:

U usporedbi s CCM-om, krug načina DCM zahtijeva veće razine vršne struje kako bi se osigurala optimalna snaga na sekundarnoj strani transformatora. To zauzvrat zahtijeva da primarna strana bude nominirana na veću efektivnu struju, što znači da MOSFET treba biti nominiran na navedenom višem opsegu.

U slučajevima kada se zahtijeva izrada dizajna s ograničenim rasponom ulazne struje i komponenata, tada se obično odabire povratni način CCM načina rada, što omogućuje dizajnu da koristi relativno manji kondenzator filtra i manji gubitak provodljivosti na MOSFET-u i transformatoru).

CCM postaje povoljan za uvjete u kojima je ulazni napon manji, dok je struja veća (preko 6 ampera), projekti koji mogu biti ocijenjeni za rad s preko Snaga od 50 vata , izuzev izlaza na 5V kod kojih bi specifikacija snage mogla biti niža od 50 vata.

Gornja slika pokazuje trenutni odziv na primarnoj strani načina povratnog prebacivanja i odgovarajući odnos između njihovih trokutastih i trapezoidnih valnih oblika.

IA na trokutnom valnom obliku označava minimalnu točku inicijalizacije koja se može smatrati nulom na početku razdoblja UKLJ. MOSFET-a, a također i višu trenutnu vršnu razinu postojanu u primarnom namotu transformator u vrijeme dok se MOSFET ponovo ne uključi, tijekom CCM načina rada.

IB se može percipirati kao završna točka trenutne veličine, dok se mosfet prekidač je UKLJUČEN (interval tona).

Normalizirana vrijednost struje IRMS može se promatrati kao funkcija K faktora (IA / IB) preko Y osi.

To se može koristiti kao multiplikator kad god je potrebno izračunati otporne gubitke za različiti broj oblika valova u odnosu na trapezni valni oblik koji ima ravni gornji valni oblik.

To također pokazuje dodatne neizbježne gubitke jednosmjerne vodljivosti namota transformatora i tranzistora ili dioda kao funkciju valnog oblika struje. Koristeći ove savjete, projektant će s tako dobro proračunatim dizajnom pretvarača moći spriječiti čak 10 do 15% gubitaka vodljivosti.

Uzimanje u obzir gornjih kriterija može postati značajno presudno za aplikacije dizajnirane za rukovanje visokim RMS strujama i zahtijevajući optimalnu učinkovitost kao ključne značajke.

Možda će biti moguće eliminirati dodatne gubitke bakra, iako to može zahtijevati strahovite veličina jezgre za smještaj bitne veće površine zavojitog prozora, za razliku od situacija kada samo ključne specifikacije postaju presudne.

Kao što smo do sada razumjeli, DCM način rada omogućuje upotrebu transformatora manje veličine, ima veći prijelazni odziv i radi s minimalnim preklopnim gubicima.

Stoga ovaj način postaje visoko preporučen za povratne krugove specificirane za veće izlazne napone s relativno nižim zahtjevima ampera.

Iako je moguće dizajnirati povratni pretvarač za rad s DCM-om, kao i s CCM načinima, mora se imati na umu da se tijekom prijelaza iz DCM-a u CCM način rada, ova funkcija prebacivanja pretvara u dvopolni rad, što dovodi do niskog impedancija pretvarača.

Zbog ove je situacije neophodno ugraditi dodatne strategije dizajna, uključujući razne petlje (povratne informacije) i kompenzaciju nagiba s obzirom na sustav unutarnje strujne petlje. Praktično to podrazumijeva da moramo biti sigurni da je pretvarač prvenstveno dizajniran za CCM način rada, ali da može raditi s DCM načinom kada se na izlazu koriste lakša opterećenja.

Možda će biti zanimljivo znati da će korištenjem naprednih modela transformatora možda postati moguće poboljšati CCM pretvarač kroz čišću i lakšu regulaciju opterećenja, kao i visoku poprečnu regulaciju u širokom rasponu opterećenja kroz stepenasti transformator.

U takvim se slučajevima nameće mali razmak u jezgri umetanjem vanjskog elementa, poput izolacijske trake ili papira, kako bi se u početku inducirala velika induktivnost, a ujedno se omogućio rad CCM-a s manjim opterećenjima. O tome ćemo detaljno razgovarati neki drugi put o mojim sljedećim člancima.

Imajući tako svestrane karakteristike DCM načina rada, ne čudi što ovo postaje popularan izbor kad god se treba dizajnirati SMPS bez muke, učinkovite i male snage.

U nastavku ćemo naučiti detaljne upute o tome kako dizajnirati pretvarač povratnog prometa u načinu DCM.

Jednadžbe dizajna letenja DCM-a i zahtjevi za sekvencijalno odlučivanje

Korak 1:
Procijenite i procijenite svoje zahtjeve za dizajnom. svi SMPS dizajn mora započeti procjenom i utvrđivanjem specifikacija sustava. Morat ćete definirati i rasporediti sljedeće parametre:

Znamo da je parametar učinkovitosti presudan onaj o kojem prvo treba odlučiti, najlakši je način postaviti cilj postaviti oko 75% do 80%, čak i ako je vaš dizajn jeftin. Učestalost prebacivanja označena sa

Fsw se općenito mora kompromitirati dok se najbolje iskorištava veličina transformatora i gubici nastali uslijed prebacivanja i EMI. Što implicira da se možda treba odlučiti za preklopnu frekvenciju najmanje ispod 150 kHz. To se obično može odabrati između 50kHz i 100kHz raspona.

Nadalje, u slučaju da je za dizajn potrebno uključiti više od jednog izlaza, maksimalna vrijednost snage Pout trebat će se prilagoditi kao kombinirana vrijednost dva izlaza.

Možda će vam biti zanimljivo znati da su do nedavno najpopularniji uobičajeni SMPS dizajni koristili MOSFET i PWM sklopni kontroler kao dvije različite izolirane faze, integrirane zajedno preko izgleda PCB-a, ali danas se u modernim SMPS jedinicama ove dvije faze mogu naći ugrađene u jedan paket i proizvesti kao pojedinačne IC.

Uglavnom su parametri koji se obično uzimaju u obzir prilikom dizajniranja povratnog SMPS pretvarača 1) Primjena ili specifikacije opterećenja, 2) Trošak 3) Snaga u stanju čekanja i 4) Dodatne zaštitne značajke.

Kada se koriste ugrađeni IC-ovi, obično stvari postaju puno lakše, jer samo treba izračunati transformator i nekoliko vanjskih pasivnih komponenata za projektiranje optimalnog povratnog pretvarača.

Uđimo u detalje u vezi s uključenim izračunima za dizajniranje manjkavog SMPS-a.

Izračunavanje ulaznog kondenzatora Cin i ulaznog raspona istosmjernog napona

Ovisno o ulaznim naponima i specifikacijama snage, standardno pravilo za odabir Cin-a koje se naziva i kondenzator istosmjerne veze može se naučiti iz sljedećih objašnjenja:

Kako bi se osigurao širok raspon rada, za kondenzator istosmjerne veze može se odabrati vrijednost od 2 uF po vatu ili veća, što će vam omogućiti dobar raspon kvalitete za ovu komponentu.

Dalje, možda će biti potrebno odrediti najmanji istosmjerni ulazni napon koji se može dobiti rješavanjem:

Tamo gdje pražnjenje postaje radni omjer kondenzatora istosmjerne veze, koji može biti približno oko 0,2

Na gornjoj slici možemo vizualizirati napon kondenzatora istosmjerne veze. Kao što je prikazano, ulazni napon nastaje tijekom maksimalne izlazne snage i minimalnog ulaznog izmjeničnog napona, dok maksimalan ulazni napon istosmjerne struje nastaje tijekom minimalne ulazne snage (odsutnost opterećenja) i tijekom maksimalnog ulaznog izmjeničnog napona.

Tijekom stanja bez opterećenja možemo vidjeti maksimalni ulazni istosmjerni napon, tijekom kojeg se kondenzator puni na vrhuncu ulaznog izmjeničnog napona, a ove se vrijednosti mogu izraziti sljedećom jednadžbom:

Korak 3:

Procjena napona induciranog Flyback-om i maksimalnog naponskog napona na MOSFET VDS-u. Napon induciran Flybackom VR mogao bi se shvatiti kao napon induciran na primarnoj strani transformatora kada je mosfet Q1 u isključenom stanju.

Gornja funkcija zauzvrat utječe na maksimalnu VDS ocjenu mosfet-a, što se može potvrditi i identificirati rješavanjem sljedeće jednadžbe:

Gdje je Vspike napon skok generiran zbog induktiviteta propuštanja transformatora.

Za početak se može uzeti 30% Vspikea iz VDSmaxa.

Sljedeći popis govori nam koliko se reflektiranog napona ili induciranog napona može preporučiti za MOSFET snage 650 V do 800 V i čija je početna granična vrijednost VR niža od 100 V za očekivani širok raspon ulaznog napona.

Odabir ispravnog VR-a može biti pogodba između razine naponskog naprezanja na sekundarnom ispravljaču i specifikacija primarnog bočnog MOSFET-a.

Ako se VR odabere vrlo visokom kroz povećani omjer okretanja, nastao bi veći VDSmax, ali niža razina naponskog naprezanja na sekundarnoj bočnoj diodi.

A ako je VR odabran premalen kroz manji omjer okretanja, VDSmax bi bio manji, ali bi rezultirao povećanjem razine naprezanja na sekundarnoj diodi.

Veći primarni bočni VDSmax osigurao bi ne samo nižu razinu naprezanja na sekundarnoj bočnoj diodi i smanjenje primarne struje, već bi omogućio i primjenu isplativog dizajna.

Povratni let s DCM načinom

Kako izračunati Dmax ovisno o Vreflectedu i Vinminu

U slučajevima VDCmin može se očekivati ​​maksimalni radni ciklus. U ovoj situaciji možemo transformirati transformator uz pragove DCM i CCM. U ovom slučaju radni ciklus mogao bi se predstaviti kao:

Korak 4:

Kako izračunati primarnu induktivnu struju

U ovom ćemo koraku izračunati primarnu induktivnost i primarnu vršnu struju.

Sljedeće formule mogu se koristiti za identificiranje primarne vršne struje:

Jednom kad se postigne gore navedeno, možemo izračunati primarnu induktivnost pomoću sljedeće formule, unutar granica maksimalnog radnog ciklusa.

Mora se voditi računa o povratnom letu, on ne smije preći u način rada CCM zbog bilo kakvog oblika pretjeranih uvjeta opterećenja, a za to bi trebalo uzeti u obzir specifikaciju maksimalne snage tijekom izračuna Poutmaxa u jednadžbi br. 5. Spomenuti uvjet može se dogoditi i u slučaju da se induktivitet poveća preko vrijednosti Lprimax, pa ih uzmite na znanje.

Korak5 :

Kako odabrati optimalni stupanj i veličinu jezgre:

Moglo bi izgledati prilično zastrašujuće pri odabiru odgovarajuće specifikacije i strukture jezgre ako prvi put dizajnirate povratni let. Budući da ovo može uključivati ​​značajan broj čimbenika i varijabli koje treba uzeti u obzir. Nekoliko od njih koji mogu biti presudni su geometrija jezgre (npr. EE jezgra / RM jezgra / PQ jezgra itd.), Dimenzija jezgre (npr. EE19, RM8 PQ20 itd.) I materijal jezgre (npr. 3C96. TP4, 3F3 itd.).

Ako ne znate kako postupiti s gore navedenim specifikacijama, učinkovit način za suzbijanje ovog problema mogao bi biti upućivanje na standardni vodič za odabir jezgre od proizvođača jezgre, ili također možete potražiti pomoć u sljedećoj tablici koja vam okvirno daje standardne dimenzije jezgre tijekom projektiranja povratne veze DCM od 65 kHz, u odnosu na izlaznu snagu.

Kad završite s odabirom veličine jezgre, vrijeme je da odaberete ispravnu špulicu, koja se može dobiti prema tablici jezgre. Dodatna svojstva špulice, kao što su broj pinova, nosač PCB-a ili SMD, vodoravno ili okomito pozicioniranje, sve ovo također će možda trebati uzeti u obzir kao poželjni dizajn

Materijal jezgre je također presudan i mora se odabrati na temelju frekvencije, gustoće magnetskog toka i gubitaka jezgre.

Za početak možete isprobati inačice s nazivom 3F3, 3C96 ili TP4A, sjetite se da se nazivi dostupnog materijala jezgre mogu razlikovati za iste vrste, ovisno o određenoj proizvodnji.

Kako izračunati minimalne primarne zavoje ili namotavanje

Gdje je pojam Bmax označava radnu maksimalnu gustoću protoka, Lpri vam govori o primarnoj induktivnosti, Ipri postaje primarna vršna struja, dok Ae identificira površinu presjeka odabranog tipa jezgre.

Mora se zapamtiti da Bmax nikada ne smije dopustiti da premaši gustoću zasićujućeg toka (Bsat) kako je navedeno u tehničkom listu materijala jezgre. Možda ćete pronaći male razlike u Bsatu za feritne jezgre, ovisno o specifikacijama kao što su vrsta materijala i temperatura, ali većina njih imat će vrijednost blizu 400mT.

Ako ne pronađete detaljne referentne podatke, možete koristiti Bmax od 300mT. Iako odabir većeg Bmax može pomoći u smanjenju broja primarnih zavoja i manjoj vodljivosti, gubitak jezgre može se znatno povećati. Pokušajte optimizirati između vrijednosti ovih parametara, tako da se gubitak jezgre i gubitak bakra održavaju u prihvatljivim granicama.

Korak 6:

Kako izračunati broj zavoja za glavni sekundarni izlaz (Ns) i razne pomoćne izlaze (Naux)

Da bi odrediti sekundarne zavoje prvo moramo pronaći omjer okreta (n), koji se može izračunati pomoću sljedeće formule:

Gdje su Np primarni zavoji, a Ns sekundarni broj zavoja, Vout označava izlazni napon, a VD nam govori o padu napona na sekundarnoj diodi.

Za izračunavanje zavoja pomoćnih izlaza za željenu Vcc vrijednost može se koristiti sljedeća formula:

Pomoćni namot postaje presudan u svim povratnim pretvaračima za opskrbu početnog napajanja za pokretanje upravljačke IC. Ovaj se opskrbni VCC obično koristi za napajanje sklopne IC na primarnoj strani i mogao bi biti fiksiran prema vrijednosti datoj u tehničkom listu IC. Ako izračun daje necijelu vrijednost, jednostavno je zaokružite pomoću gornje cijele vrijednosti neposredno iznad ovog necjelobrojnog broja.

Kako izračunati veličinu žice za odabrani izlazni namot

Da bismo ispravno izračunali veličine žica za nekoliko namota, prvo moramo saznati RMS trenutnu specifikaciju za pojedinačni namot.

To se može učiniti pomoću sljedećih formula:

Kao početna točka, gustoća struje od 150 do 400 kružnih mil po amperu može se koristiti za određivanje mjerača žice. Sljedeća tablica prikazuje referencu za odabir odgovarajućeg mjerača žice pomoću 200M / A, prema RMS trenutnoj vrijednosti. Također vam pokazuje promjer žice i osnovnu izolaciju za razni mjerač super emajliranih bakrenih žica.

Korak 8:

Uzimajući u obzir konstrukciju transformatora i namotavanje dizajna namotaja

Nakon što završite s određivanjem gore raspravljanih parametara transformatora, postaje presudno procijeniti kako prilagoditi dimenziju žice i broj zavoja unutar izračunate veličine jezgre transformatora i navedene špulice. Da bi se ovo pravo optimalno postiglo, može biti potrebno nekoliko ponavljanja ili eksperimentiranja za optimizaciju specifikacije jezgre s obzirom na mjerač žice i broj zavoja.

Sljedeća slika označava područje namotavanja za dano EE jezgra . S obzirom na izračunatu debljinu žice i broj zavoja za pojedini namot, možda će biti moguće približno procijeniti hoće li namot odgovarati raspoloživoj površini namota (š i v) ili ne. Ako namot ne zadovoljava, tada jedan od parametara od broja zavoja, mjerača žice ili veličine jezgre ili više od 1 parametra može zahtijevati neko fino podešavanje dok namot ne stane optimalno.

Izgled namota ključan je jer radne performanse i pouzdanost transformatora bitno ovise o njemu. Preporučuje se korištenje sendvič rasporeda ili strukture za namotavanje kako bi se ograničilo istjecanje induktivnosti, kao što je prikazano na slici5.

Da bi se zadovoljili i uskladili s međunarodnim sigurnosnim pravilima, dizajn mora imati dovoljan raspon izolacije na primarnom i sekundarnom sloju namota. To se može osigurati primjenom strukture namotane na rub ili upotrebom sekundarne žice s trostrukom izolacijom, kao što je prikazano na sljedećoj slici

Upotreba trostruko izolirane žice za sekundarni namot postaje lakša opcija za brzu potvrdu međunarodnih zakona o sigurnosti u vezi s povratnim SMPS dizajnom. Međutim, takve ojačane žice mogu imati malo veću debljinu u usporedbi s normalnom varijantom koja prisiljava namot da zauzme više prostora i mogu zahtijevati dodatne napore za smještaj unutar odabrane špulice.

Korak 9

Kako dizajnirati krug primarne stezaljke

U sekvenci prebacivanja, za ISKLJ. Perioda MOSFET-a, visokonaponski šiljak u obliku induktivnosti propuštanja podvrgnut je odvodu / izvoru MOSFET-a, što bi moglo rezultirati slomom lavine, što bi u konačnici oštetilo MOSFET.

Kako bi se suprotstavio ovome, stezni krug je obično konfiguriran preko primarnog namota, koji generirani šiljak trenutno ograničava na neku sigurnu nižu vrijednost.

Pronaći ćete nekoliko izvedbi steznih krugova koji se mogu ugraditi u tu svrhu, kao što je prikazano na sljedećoj slici.

To su naime RCD stezaljka i Diode / Zener stezaljka, gdje je potonju mnogo lakše konfigurirati i implementirati od prve opcije. U ovom krugu stezaljki koristimo kombinaciju ispravljačke diode i visokonaponske Zener diode kao što je TVS (privremeni prigušivač napona) za stezanje prenaponskog šiljka.

Funkcija Zener dioda je efikasno učvršćivanje ili ograničavanje skoka napona dok se napon curenja ne probije u potpunosti kroz Zener diodu. Prednost diodne Zener stezaljke je u tome što se krug aktivira i steže samo kada kombinirana vrijednost VR i Vspike premaši specifikaciju proboja Zener diode, i obrnuto, sve dok je šiljak ispod Zener proboja ili sigurne razine, stezaljka se uopće ne smije aktivirati, ne dopuštajući nepotrebno rasipanje snage.

Kako odabrati ocjenu stezne diode / Zenera

To bi uvijek trebala biti dvostruka vrijednost reflektiranog napona VR ili pretpostavljenog naponskog napona.
Ispravljačka dioda trebala bi biti ultra brzog oporavka ili diode Schottkyja s ocjenom većom od maksimalnog napona istosmjerne veze.

Alternativna opcija stezanja RCD ima nedostatak usporavanja dv / dt MOSFET-a. Ovdje parametar otpora otpora postaje presudan dok ograničava skok napona. Ako se odabere Rclamp male vrijednosti, to bi poboljšalo zaštitu od šiljaka, ali moglo bi povećati rasipanje i rasipanje energije. Suprotno tome, ako se odabere Rclamp veće vrijednosti, to bi pomoglo smanjiti rasipanje, ali možda ne bi bilo toliko učinkovito u potiskujući šiljke .

Pozivajući se na gornju sliku, kako bi se osiguralo VR = Vspike, mogla bi se koristiti sljedeća formula

Tamo gdje Lleak označava induktivitet transformatora, a mogao bi ga se pronaći kratkim spojem preko sekundarnog namota, ili se pak može primijeniti vrijednost osnovnog pravila primjenom 2 do 4% vrijednosti primarne induktivnosti.

U tom bi slučaju kondenzatorska stezaljka C trebala biti znatno velika da inhibira porast napona tijekom apsorpcijskog razdoblja propuštanja energije.

Vrijednost Cclamp može se odabrati između 100pF do 4,7nF, energija pohranjena unutar ovog kondenzatora bit će prazna i osvježena od strane Rclamp tijekom ciklusa prebacivanja eacj.

Korak 10

Kako odabrati izlaznu diodu ispravljača

To se može izračunati pomoću gore prikazane formule.

Pazite da odaberete specifikacije tako da maksimalni reverzni napon ili VRRM diode ne bude manji od 30% od VRVdiode, a također osigurajte da su specifikacije IF ili naponske struje lavine minimalno 50% veće od IsecRMS. Po mogućnosti idite na Schottky diodu kako biste smanjili gubitke provodljivosti.

S DCM krugom vršna struja Flyback-a može biti velika, stoga pokušajte odabrati diodu koja ima niži napon prema naprijed i relativno veće specifikacije struje, s obzirom na željenu razinu učinkovitosti.

Korak11

Kako odabrati vrijednost izlaznog kondenzatora

Odabir a ispravno izračunati izlazni kondenzator dok projektiranje povratnog zračenja može biti izuzetno važno, jer u topologiji povratnog spremanja pohranjena induktivna energija nije dostupna između diode i kondenzatora, što znači da vrijednost kondenzatora treba izračunati uzimajući u obzir 3 važna kriterija:

1) Kapacitet
2) ESR
3) RMS struja

Minimalna moguća vrijednost mogla bi se utvrditi ovisno o funkciji maksimalno prihvatljivog vršnog napona vala, a može se identificirati pomoću sljedeće formule:

Gdje Ncp označava broj primarnih bočnih impulsa takta potrebnih za povratnu spregu upravljanja za kontrolu rada iz navedenih maksimalnih i minimalnih vrijednosti. To obično treba oko 10 do 20 ciklusa prebacivanja.
Iout se odnosi na maksimalnu izlaznu struju (Iout = Poutmax / Vout).

Da biste identificirali maksimalnu efektivnu vrijednost izlaznog kondenzatora, upotrijebite sljedeću formulu:

Za specificiranu visoku preklopnu frekvenciju povratnog zračenja, maksimalna vršna struja sa sekundarne strane transformatora generirat će odgovarajući visoki napon vala, nametnut preko ekvivalentne ESR izlaznog kondenzatora. Uzimajući u obzir ovo, mora se osigurati da ESRmax ocjena kondenzatora ne prelazi specificiranu prihvatljivu sposobnost mreškanja kondenzatora.

Konačni dizajn može u osnovi uključivati ​​željeni napon i sposobnost mreškanja kondenzatora na temelju stvarnog omjera odabranog izlaznog napona i struje povratnog zračenja.

Provjerite je li ESR vrijednost određuje se iz podatkovnog lista na temelju frekvencije veće od 1kHz, za koju se obično može pretpostaviti da je između 10kHz i 100kHz.

Bilo bi zanimljivo primijetiti da osamljeni kondenzator s niskim ESR specifikacijama može biti dovoljan za kontrolu izlaznog mreškanja. Možete pokušati uključiti mali LC filtar za veće vršne struje, pogotovo ako je povratni protok dizajniran za rad s DCM načinom, koji može jamčiti razumno dobru kontrolu napona na izlazu.

Korak12

Daljnja važna razmatranja:

A) Kako odabrati napon i struju, za primarni bočni ispravljač mosta.

To se može učiniti pomoću gornje jednadžbe.

U ovoj formuli PF je faktor snage napajanja, možemo primijeniti 0,5 u slučaju da odgovarajuća referenca postane nedostižna. Za mostov ispravljač odaberite diode ili modul koji ima prednje pojačalo 2 puta veće od IACRMS-a. Za napon, mogao bi se odabrati na 600V za maksimalnu specifikaciju ulaznog napona od 400V.

B) Kako odabrati trenutni otpornik osjetnika (Rsense):

Može se izračunati pomoću sljedeće jednadžbe. Osjetni otpor Rsense ugrađen je za tumačenje maksimalne snage na izlazu povratnog zračenja. Vrijednost Vcsth mogla bi se odrediti pozivanjem na tablicu IC-a regulatora, Ip (max) označava primarnu struju.

C) Odabir VCC kondenzatora:

Optimalno vrijednost kapacitivnosti presudno je da ulazni kondenzator pruži odgovarajuće vrijeme pokretanja. Tipično bilo koja vrijednost između 22uF i 47uF lijepo obavi posao. Međutim, ako je odabrano puno niže, moglo bi se postići aktiviranje 'zaključavanja pod naponom' na IC-u kontrolera, prije nego što pretvarač može razviti Vcc. Suprotno tome, veća vrijednost kapacitivnosti mogla bi rezultirati nepoželjnim odgodom vremena pokretanja pretvarača.

Uz to, pobrinite se da je ovaj kondenzator najbolje kvalitete, da ima vrlo dobre ESR i talasne struje, paralelno s izlazom specifikacije kondenzatora . Preporučuje se spajanje drugog kondenzatora manje vrijednosti reda veličine 100 nF, paralelno s gore spomenutim kondenzatorom, i što je bliže Vcc / uzemljenju IC-a regulatora.

D) Konfiguriranje petlje povratnih informacija:

Kompenzacija povratne sprege postaje važna za zaustavljanje stvaranja oscilacija. Konfiguriranje kompenzacije petlje može biti jednostavnije za povratni povrat u načinu DCM-a od CCM-a, zbog odsutnosti 'nule desne polovine ravnine' u stupnju snage i stoga se ne traži kompenzacija.

Kao što je navedeno na gornjoj slici, izravni RC (Rcomp, Ccomp) uglavnom postaje upravo dovoljan da održi dobru stabilnost na petlji. Općenito se vrijednost Rcomp može odabrati između 1K i 20K, dok bi Ccomp mogao biti u rasponu od 100nF do 470pF.

Ovim smo završili našu detaljnu raspravu o tome kako dizajnirati i izračunati povratni pretvarač. Ako imate bilo kakvih prijedloga ili pitanja, možete ih iznijeti u sljedećem okviru za komentare, a na vaša će se pitanja odgovoriti KORPO.

Ljubaznost: Infineon